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1、第三章 数据采集系统基本原理第一节 数据采集系统基本组成传感器:将被测的物理量转换成电压信号送至仪器输入电路。仪器输入电路：传感器与仪器之间的匹配电路，它作为传感器的输出负载必须具有足够高的输入阻抗，同时它的输出信号作为仪器的输入信号，要求它具有非常小的输出阻抗。仪器输入电路对共模干扰信号具有很强的抑制能力，即具有很高的共轭抑制比。图3-1 数据采集系统的基本组成框图低噪声前置放大器：对检测到的微弱电信号给以固定增益的放大，由于该放大器位于仪器一系列电路的前端，它的噪声是仪器整体系统噪声的主要提供者，因此任何电子仪器测量系统的前置放大器都必须是低噪声电路。电模拟滤波器低切滤波器：用来去除低频干
2、扰信号，在地震勘探工作中低频干扰信号主要是指面波信号。高切滤波器：它用来去除高频干扰，在数字信息采集系统中，一般都设置采样开关，这样高切滤波器主要用来去除信号中不满足采样定理的假频成分，假频信号的频率是信号中比折叠频率还高的高频成分。陷波器：它用来除去50Hz的工业频率干扰。多路采样开关：在一个采样周期之内，对全部各路信号按先后顺序分别采样一次，将多路系统转换为单路系统，实现多路合一；同时将连续的模拟信号转换为离散的模拟子样脉冲。模数转换器：则将每一个子样脉冲电压转换为二进制代码。数据记录系统：将二进制代码按照国际专业技术组织的规定，进行编排和编码，编排主要是将一定长度的二进制数据编排成便于计
3、算机数据处理的字节形式；编码则是为了数据写读的方便，针对数码“1”和“0”对磁带剩余磁通的变化方式所作出的规定。第二节 输入电路和低噪声前置放大器一、差动放大器输入电路A1和A2的输出分别为V1和V2，它们可表示为 ，放大器A3具备输入平衡条件，它的输出V0表示为闭环增益为： 由于该电路具有很高的输入阻抗和共模抑制比，许多数字地震仪的输入电路都采用了该形式的电路。二、低噪声前置放大器对前置放大器的噪声要求在没有信号输入（放大器入口接地）的情况下，由于内部噪声源的存在，放大器仍有输出信号，该信号即为放大器的噪声。把放大器电路输出端测得的噪声有效值除以该电路的增益K，即得到放大器的等效输入噪声 。
4、 以三级放大器为例，输出噪声为：等效输入噪声为：针对集中式地震数据采集系统，前置放大器、滤波器、多路转换开关、浮点放大器（主放）和模数转换器为五个互不相关的噪声源，等效输入噪声为：等效输入噪声反应了仪器实际所能记录的最小信号的幅度Vimin（即）。输入信号一旦小于等效输入噪声，输入信号将被仪器噪声所淹没（即信噪比小于1）。从上述分析可以看出，系统整体等效输入噪声主要由前置放大器提供，同时较大的前置放大器的增益可以有效减少后继电路噪声的影响。 2双端输入单端输出型前置放大器电路两个反向器的输出之间的电位差为，是以为主的第一级负反馈放大器的输出，放大倍数为：同时，又是第二级放大器的输入信号，在输入
5、平衡条件下，第二级放大器的增益为： ，放大器总的增益为：在下面的第二个电路实例中，放大器的闭环增益为：第三节 电模拟滤波器一、 低切滤波器1、二阶有源低切滤波器低切滤波器的作用是消除面波为主的低频干扰，根据节点电位法：解上方程组可得以拉氏变换形式表示的系统传递函数为+ARR2ViVOC1R1C2VO 图3-7 二阶有源低切滤波器令 则 该滤波器的频率响应及其幅频特性为令=12HZ ，；由上式推得：R=13.27，有Q=0.5令 =12HZ，Q=1/，可得：k=2, =9.38令=12HZ，Q=1，求出：k=4, =6.68 这样便得到在相同截止频率，不同品质因数下的幅频曲线对比图如图3-8。图
6、3-8 二阶有源低切滤波器对比2、DFSV数字地震仪三阶有源低切滤波器 DFSV数字地震仪三阶有源低切滤波器如图3-9。,统一用c表示，用节点电慰法列写各节点电位方程组DFS-V三阶有源低切滤波器参 数 表截止频率（Hz）RARBRC截止频率（Hz）RARBRC3.518.53k17.51k142.3k125.490k5.04k42.15k5.312.35k11.34k94.83k183.660k3.36k28.10k88.230k7.56k63.22k272.44k2.24k18.73k由此可以导出拉氏变换形式的系统传递为上式中的电容C=C10=C11=C12，低切滤波器的截止频率为它的陡度
7、为18dB/oct。该低切滤波器的频率特性曲线如图3-10，从左到右依次是截至频率为3.5HZ、5.3HZ、8HZ、12HZ、18HZ、27HZ的三阶有源低切滤波器和512HZ高切滤波器的幅频特性曲线。图3-10 DFS-V地震仪低切滤波器和512HZ高切滤波器幅频特性二、高切滤波器（去假频滤波器）1、 二阶有源高切滤波器 将二阶有源低切滤波器的电阻和电容的位置对调后就得到二阶有源高切滤波器如图3-11所示，由节点电位法：导出传递函数图3-11 二阶有源高切滤波器可得幅频特性其中 用同样的分析方法，令=64HZ:令=1.0， ，由（3-27）推出：=2.49K,Q=0.5；图3-12 二阶有源
8、高切滤波器对比令=2.49K,，Q=，由（3-27）推出：k=0.5, =8.87令=2.49K,，Q=1，由（3-27）推出 k=0.25, =2.0用上述三个参数组可以画出相同截止频率，不同品质因数下的二阶有源高切滤波器的幅频曲线如图3-12。从图中可以看出，在相同截至频率下，Q值越小，曲线越平滑。2、DFSV数字地震仪去假频滤波器组成原理为了将陡度提高到70dB/oct以上，DFSV数字地震仪采用两个不对称有源双梯网和一个二阶有源高切滤波器级联组成去假频滤波器。第一级有源双梯网的陷波点接近于折迭频率fn，第二级有源双梯网的陷波点高出第一级的30%，二阶有源高切滤波器四分之一采样频率。有
9、源双 T网 络有 源双 T网 络二阶有源高切滤波器二阶有源带通滤波器输入输出图3-14 DFS高切滤波器电路截止频率fc（Hz）R1()R2)R3()R4()R5()R6()R7()R8()R9()3215128151289416183701837046066955026460416406475647564470891859185230334775132302082012837823782235445924592115162338661510410256189118911177229622965758119433075205图3-13 DFS高切滤波器组成框图及其幅频特性曲线电路分析以第一级双
10、梯网络为例它的传递函数为其中： ， ，振幅特性为： （3-29）陷波点为f1，f0为固有频率（，例如：截止频率为32Hz时，R1=R2=15128，R3=9416，故f0=27Hz，f1=63Hz。），它等于折迭频率。三、陷波器由于陷波器只对一个频率进行衰减，同时又尽可能地通过其它频率成份，所以要求陷波器的幅频特性曲线具有更高的陡度，有很窄的切口。DFS-V陷波器电路陷波器电路参数表陷波频率/Hz电阻值/R1R2R3R4R55020610604229444130450166020687282294366313751316.6453319295045131269135047图3-17 DFS-V
11、陷波器幅频特性图中由运算放大器AR和R4、R5、R2、C1、C2、C3组成有源双梯网络，传递函数为： 其中： ，。第四节 多路采样开关（MUX）一、多路采样开关的基本功能在一个采样周期之内，多路采样开关对全部各路信号按先后顺序分别采样一次，将多路系统转换为单路系统，实现了多路合一；同时将连续的模拟信号转换为离散的模拟子样脉冲（即采样）。图3-18 集中式地震仪地震道组成框图二、多路采样开关应用实例（DFSV型MUX）DFSV型地震仪的每个模拟箱体可容纳60个地震道，前放滤波和多路采样开关每6道组装在一块FM板上，共有10块FM板。图中为每块板上 图3-19 DFSV型MUX组成的6个道开关，为
12、10块FM板上的串联开关，为10块FM板上的并联开关。每个采样周期内，按先后顺序依次采板上的子样，当采某一块板上的地震道时，该块板的串联开关接通，并联开关断开， 6个道开关依次交替接通。不被采样的板，其串联开关断开，并联开关接通。 多路转换开关板地址译码表采样板序号板地址代码BAE板 地 址 译 码 输 出FM*11008040201123456789101000001111111112000110111111113001011011111114001111101111115010011110111116010111111011117011011111101118011111111110119
13、100011111111011010011111111110板串联开关及并联开关的控制指令为。当时，第块FM板的串联开关接通，并联开关断开；时，第块FM板的串联开关断开，并联开关接通。按先后顺序出现0电平，则先后完成第一至第十块FM道路转换开关道地址译码表 采样道序号道地址代码CAE道地址译码器输出040201012345100001111120011011113010110111401111101151001111016101111110板的采样工作。板地址控制代码为BAE-08、04、02、01，该代码经译码后输出十个板开关控制指令。每个FM板上六个道开关的控制端来自于道地址译码器的输出。
14、道地址代码为CAE0， CAE代码从000变化到101，依次完成六个道的采样工作。三、多路采样开关控制原理时钟系统采样地址计数器可编程只读存储器板地址译码器道地址译码器同步启动32KHzCNT-01CNT-02CNT-04CNT-08CNT-16CNT-32BAE-01BAE-02BAE-04BAE-08CAE-01CAE-02CAE-0431PROM10976158426543第五节 模数转换器（A/D）一、逐次逼近型A/D基本原理1、逐次逼近型A/D基本组成CAE-02T网及T网开关电路产生权电压VT，码寄存器存储比较器每次的比较结果BRL。权电压VT与子样比较，若子样大于VT，则位取舍电
15、平BRL=1，控制码寄存器的第一位为1，表示取用该位，电路仍产生第一位的权电压；反之，BRL=0，表示该位被舍去，控制码寄存器的第一位为0，电路不再产生第一位的权电压。接下来的第二、第三、最后一位，逐位均进行相同的判断量化过程，所有各位判断完成后，码寄存器的并行输出即为A/D转换结果。比较器2T网及T网开关码寄存器逻辑控制待转换子样输入 VTBRLan-1 . a0CONVSTRT图3-22 逐次逼近型A/D组成框图2、 逐次逼近型A/D转换原理示例 举例：用四位A/D转换器对输入电压进行量化。如图3-33所示，其中量化电平为。码寄存器的初始状态：，梯网开关均接地，权电压。节拍出现上跳沿时，接
16、电源，位取舍电平BRL=1,判断为取，码寄存器。节拍出现上跳沿时，、接电源，位取舍电平BRL=0,判断为舍，码寄存器。节拍出现上跳沿时，、接电源，位取舍电平BRL=1,判断为舍，码寄存器。节拍出现上跳沿时，、接电源，位取舍电平BRL=0,判断为舍，码寄存器。A/D转换器量化的最后结果为，代表+10mV的电压。图3-23 四位逐次逼近型A/D原理示意图二、逐次逼近型A/D应用实例（DFS型A/D）1二采保持工作在此期间，输入开关和二采开关中的串联开关接通，并联开关断开，反相积分器和差值放大器构成闭环负反馈放大器，对输入子样进行0.58倍放大：2A/D转换器量化工作在此期间，输入开关和二采开关中的
17、串联开关断开，并联开关接通。首先确定符号位，这时权电压仍然为零（VT=0）。子样为正时，VC=0.58Vi0，所以VN0，位取舍电平BRL=1；子样为负时，VC=0.58Vi0，所以VN0，位取舍电平BRL=0。BRL去符号位码寄存器，在端输出符号位S，所以S=0代表正；S=1代表负。子样符号确定以后开始量化，这时权电压不为零（VT0）。由于保持电压Vc是样电压的0.58倍，则此时要求权电压也应该是正常值（4096 mV、2048 mV、1024 mV、512 mV、2 mV、1 mV、0.5mV）的0.58倍，故在原理分析时可以不考虑系数0.58。（1）子样为负时，权电压也为负值（VT0），T网逐次产生4096mV、2048mV、1mV、0.5mV，逐次加入权电压、逐次比较、逐次判断取与舍。当负子样绝对值大于权电压绝对值时，VN0，BRL=0，判断为取；当负子样绝对值小于权电压绝对值时，VN0，BRL=1，判断为舍。（2）子样为正时，权电压大于零（VT0），T网首先产生的权电压为+4096+2048+1024+1024S=+8192mV，正好为所有正的权电压之和（+4096+2048+1024+0.5），所以相当于在量化开始时，将所有的权电压都加入。试4096位时，产生一个4096mV加入作和，相当
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